Teste şi Măsurători de CIEM. Introducere în Măsurări pentru Determinarea Compatibilităţii şi Interferenţei Electro- Magnetice. Cuprinsul 1. Introducere 1.1. Fundamentarea Metodelor de Testare 1.2. Proiectarea Metodelor de Testare 2. Metode de Testare 2.1. Metode de emisii prin radiaţie 2.2. Măsurători de emisii prin conducţie 2.3. Măsurători pentru determinarea imunităţii faţă de Emisiile prin Radiaţie 2.4. Măsurători pentru determinarea imunităţii la emisiile prin conducţie 3. Cantităţi şi concepte ale măsurătorilor de radio-frecvenţe (RF) 3.1. Decibelii 3.2. Principiile liniilor de transmisie 3.3. Proprietăţile undelor 3.3.1. Proprietăţile impedanţei 3.3.2. Transmiterea puterii şi pierderile în cablu 3.3.3. Terminaţii de Cabluri şi Reflectări 3.3.4. Reflectarea (reflexia) puterii 4. Măsurători şi Sisteme de măsură 4.1. Comentarii generale 4.2. Mecanismele de producere a zgomotului 4.3. Neliniarităţile 4.4. Efectele neliniarităţilor 5. Sisteme de recepţie / măsurare 5.1. Imperfecţiunile sistemelor de recepţie / măsurare 5.1.1. Intermodularea (Intermodulaţia) 5.1.2. Modulaţia încrucişată 5.1.3. Desensibilizarea ( distrugerea senzitivităţii ) 5.1.4. Mixajul reciproc 6. Analiză spectrală 6.1. Analiza spectrelor în timp real sau analiza paralelă 6.2. Analiza spectrală digitală 6.3. Analiza spectrului swept?? sincronizat ( swept-tuned ) sau analiza serială 6.3.1.Domeniul frecvenţelor 6.3.2. Lărgimea benzii cu rezoluţie minimă 6.3.3. Efectele zgomotului şi distorsiunilor 6.3.4. Efectele mărimii domeniului de scanare ( inspectare, scrutinizare ) 7. Detectarea maximului aparent (amplitudinii) 7.1. Introducere 7.2. Detectarea amplitudinii 7.3. Detectarea standard obişnuită ( acceptabilă ) 7.4. Detecţia RMS 7.5. Detectarea maximului aparent ( amplitudinii ) 8. Măsurători şi Sisteme de măsură 8.1. Limitările fundamentale ale tehnicilor de măsurare 8.1.1. Lăţimea benzii
8.1.2. Timpul 8.1.3. SNR 9. Referinţe bibliografice 1. Introducere 1.1. Fundamentarea Metodelor de Testare Emisie prin Conducţie Emisie prin Radiaţii Tipuri de Teste CIEM Imunitate la Conducţie Imunitate la Radiaţii Spectrul unui semnal armonic ( sinusoidal ) produs de un ceas numeric Spectrul continuu al unui semnal emis conţinând zgomot 1.2. Proiectarea Metodelor de Testare 2. Metode de Testare 2.1. Măsurători pentru determinarea Emisiilor prin Radiaţie Pentru realizarea măsurătorilor de emisii prin radiaţii sunt utilizate două tehnici : Testarea în Câmp Deschis (folosite în mediile industriale) şi Teste în Încăperi Ecranate (folosite în mediile militare) Specificaţiile pentru emisiile radiate sunt definite de Câmpul Electric Radiat raportat la Antena de Recepţie. Semnalul recepţionat de Antenă este măsurat ca o diferenţă de potenţial într-un receptor cu o lăţime de bandă specifică şi un anumit tip de detector, şi este corelat la câmpul incident prin Factorul de Antenă (A.F.) definit prin relaţia : (1) A.F. = E / V m -1 unde E este amplitudinea câmpului incident iar V este tensiunea de intrare a receptorului.
A.F. = E / V m -1 Factorul de Antenă A.F. E este amplitudinea câmpului incident ; V este tensiunea de intrare a receptorului Axa mare = 2d Axa mică = 3 d Antenă d Echipament Testat, ET Marginile Suprafeţei sunt delimitate de o elipsă; Volumul aflat deasupra solului trebuie să nu aibă obiecte care să poată reflecta undele EM. Vedere plană a unei Locaţii pentru Teste în Câmp Deschis ( Publicaţia 22 a CISPR ) 2.2. Măsurători de emisii prin conducţie 2.3. Măsurători pentru determinarea imunităţii faţă de Emisiile prin Radiaţie ET, echipament testat Septum Perete Exterior Conductor Celula Crawford 2.4. Măsurători pentru determinarea imunităţii la emisiile prin conducţie 3. Mărimi Cantitative şi Concepte ale Măsurătorilor de RadioFrecvenţă (RF) 3.1. Decibelii Fie un semnal de 1mV prezent la intrarea de impedanţă de 50 Ω a unui radio-receptor. Puterea de intrare este : 2 U 1-12 -15 = 10 W = 20 10 W. Z 50 O staţie de Radio Emisie de mare putere are capacitatea de a genera cca. 1000 MW, sau 10 9 Watt. Rezultă că ordinul de mărime al puterii este de cca 10 24. Un mod convenabil de a reduce rangul mărimii numerice este logaritmarea numărului. Un avantaj important al scalei logaritmice pentru măsurători este transformarea operaţiunii de multiplicare în operaţiune de adunare. Să considerăm un amplificator cu o putere de intrare P intrare şi cu o putere de ieşire P ieşire. Câştigul amplificatorului este G
(2) G = P ieţire / Pintrare Câştigul amplificatorului exprimat logaritmic este (3) log 10 (P ieşire / P intrare ) Bel iar câştigul în decibeli (db) (4) 10 log 10 (P ieşire / P intrare ) db Cu alte cuvinte un decibel reprezintă o zecime de Bel. De reţinut că mărimea în decibeli reprezintă o fracţie, în cazul unui amplificator raportul dintre puterea de ieşire şi puterea de intrare. O mărime reprezentată în decibeli este irelevantă dacă nu se menţionează nivelul de referinţă. În multe cazuri mărimea de referinţă este subânţeleasă, de exemplu câştigul unui amplificator. Să considerăm acum câştigul de potenţial al unui amplificator: (5) P int = V 2 int / R int P ieş = V 2 ieş / R ieş V (6) iesire 2 R G db= 10 intrare log ( ) 10 V intrare 2 R iesire Dacă amplificatorul are impedanţele de intrare şi de sarcină egale atunci (7) G db = 10 log 10 (V 2 ieşire / V 2 intrare) = 20 log 10 (V ieşire / V intrare ) În cazul în care rezistenţele de intrare şi de ieşire sunt egale câştigurile de tensiune şi de putere sunt egale dacă sunt exprimate în decibeli. Câştigul de curent este de asemenea (8) G db = 20 log 10 (I ieşire /I intrare ) De reţinut că raportul de puteri în decibeli (db) este întotdeauna calculat ca 10 log 10 (raport). Exemplu : Fie amplificatorul reprezentat în figură Amplificator Cazul 1: Amplificator Egalizat R intrare = R ieşire = R L aici V L = (1/2) V în consecinţă V L = 5 V intrare Puterea de intrare este V 2 intrare /R intrare şi puterea de sarcină este 25 V 2 intrare/r L = 25 V 2 intrare/r intrare Astfel câştigul de putere este 25. G (db) = 20 log 10 25 = 14 db. Câştigul de tensiune este V L / V intrare = 5 G (db) = 20 log 10 (5) = 14 db. Cazul 2: Rezistenţa de sarcină este de 10 ori mai mare decât Rezistenţa de ieşire R L =10 R ieşire astfel V L = (V x 10 R ieşire )/(R ieşire + 10 R ieşire ) = (10/11) V = 9,1 V intrare Puterea de intrare este V 2 intrare/r intrare = V 2 intrare/r ieşire Puterea de ieşire este (9,1 V intrare ) 2 /10 R ieşire Astfel câştigul de putere este 9,1 2 / 10 = 8,26 G (db) = 10 log 10 (8,26) = 9,2 db
Câştigul de potenţial este 20 log 10 (9,1)=9,2 db Rapoarte Utile Raport (Fracţie) Tensiune db Putere db 1 0 0 2 6 3 4 12 6 5 14 7 10 20 10 100 40 20 1000 60 30 Decibeli negativi Dacă ieşirea unui sistem este mai mică decât intrarea, raportul dintre ieşire şi intrare este mai mic decât unitatea, iar valoarea în db este negativă. (9) db = 10 log 10 (ieşire /intrare) = - 10 log(intrare / ieşire) Rapoarte Utile Raport Tensiune db Putere db 1 0 0 0,707-3 -1,5 1/2 (0,5) -6-3 1/4 (0,25) -12-6 1/5 (0,2) -14-7 0,1-20 -10 0,01-40 -20 0,001-60 -30 Sisteme în Cascadă Să considerăm o pereche de amplificatoare interconectate prin intermediul unui cablu de impedanţă de 50 Ω, cablul având pierderi). Amplificatoarele au impedanţele de intrare şi de ieşire de 50 Ω şi un câştig de putere de 10. A B C D 10 m de cablu Amplificator cu impedanţele de intrare şi de ieşire egale. Amplificatoare conectate în cascadă prin intermediul unui cablu de 10 m Se consideră pierderile în cablu de 0,3dB/m. Pierderile totale în cablu sunt de (-)3dB. Puterea în punctul A este de 1mW Puterea în punctul B este de 10 mw Puterea în punctul C este de 5 mw Puterea în punctul D este de 50 mw În concluzie câştigul de putere are valoarea 50 (adică 10 x (1/2) x 10) Puterea câştigată în db este G (db) = 10 log 10 (50) = 17 db Considerând în db câştigul de putere se determină astfel Un câştig de putere de 10 este în db 10 log 10 (10) = 10 db Astfel câştigul total este de 10-3 + 10 = 17 db
Câştigul de tensiune al sistemului este de asemenea de 17 db dacă nivelul impedanţelor este constant. Acest rezultat reprezintă un cîştig de tensiune numeric având valoarea de antilog 10 (17/20)=7 Decibeli şi Măsurători în valori absolute Cantităţile absolute pot fi exprimate în db dacă este specificată unitatea de bază (fundamentală). Iată câteva exemple. Nici o mărime cantitativă de referinţă nu este necesară. dbm=db relativ la 1mW dbmv=db relativ la 1 mv de exemplu 0 dbm = 1mW 30 dbm = 1000 mw (1W) 20dBmV = 10 mv -40 dbmv = 10nV Aceste unităţi absolute în db pot fi utilizate împreună cu unităţile relative în db. Să considerăm cazul amplificatoarelor în cascadă. Puterea în punctul A este 0dBm (1 mw) Puterea în punctul B este 0 + 10 = 10dBm Puterea în punctul C este 10-3 = 7dBm Puterea în punctul D este 7 + 10 = 17dBm (50 mw) 1.3.2. Principiile Liniilor de Transmisie (Transport) 2b linie coaxială linie de tip Strip 2a câmp magnetic câmp electric plan legat la pământ E substrat Reprezentarea a două feluri de linii de transmisie tipice : linie coaxială şi stripline ( suprafaţa plană conductoare Circuitul echivalent al liniei de transmisie 1.3.3. Proprietăţile Undelor (10) V = V 0 sin(2pft) (11) V z = V 0 sin(2πft - βz) (12) b = 2p/l Ilustrarea ecuaţiei V z = V 0 sin (2πft - βz) pentru??
Această viteză dată de relaţia 1 (13) v = m/s el LC unde L şi C sunt inductanţa, respectiv capacitanţa, pe unitatea de lungime a cablului. Pentru un cablu coaxial, L şi C sunt (14) L = (µ 0 / 2π) ln (b / a) H/m (15) C = 2 π ε 0 ε r ln (b/a) F/m Viteza de propagare este astfel 1 (16) vel = m/s µ 0 ε 0 εr unde µ 0 este permeabilitatea vidului iar ε 0 este permitivitatea vidului. Pentru un cablu răcit cu aer ε r = 1, ε 0 = 8,8854 x 10-12 F/m iar µ 0 = 4 π x 10-7 H / m Viteza este v el aer = (8,854 x 4π x 10-19 ) (1/2) = 3 x 10 8 m/s, adică viteza de propagare a luminii. Pentru un cablu cu un dielectric diferit de aer, constanta dielectrică este mai mare decât unitatea şi prin urmare 8 3 (17) = 10 vel m/s ε r Expresia 1 / ( ε r ) (1/2) este numită factor de viteză. 1.3.3.1. Proprietăţile impedanţei (19) E/H = (µ 0 /ε 0 ε r ) (1/2) Pentru o linie (cablu) de transmisie înconjurată de aer (20) (µ 0 /ε 0 ) (1/2) = 120 π Ω = 377 Ω este impedanţa vidului. Adăugarea dielectricului produce o reducere a acestei impedanţe de undă cu un factor dat de relaţia (ε r ) -1/2 Raportul E / H nu este impedanţa liniei de transmisie. Impedanţa liniei de transmisie este determinată de raportul dintre diferenţa de potenţial aplicată liniei şi curentul care trece prin linie. Soluţia circuitului echivalent al liniei se numeşte impedanţă caracteristică Z 0. L (21) Z 0 = Ω C Relaţia dintre impedanţa de undă a câmpului din linie şi impedanţa caracteristică a liniei poate fi determinată pentru o linie coaxială prin substituirea ecuaţiilor (14) şi (15) în (21) obţinându-se µ b (22) Z = 0 ln( ) Ω 0 ε 0 εr a Ecuaţia (22) indică faptul că impedanţa caracteristică a liniei este raportată la impedanţa undei prin intermediul factorului ln(b/a). Factorul ln(b/a) este o constantă fără dimensiuni care depinde de dimensiunile geometrice ale liniei. Forma pe care o ia această constantă este determinată de forma geometrică (de geometria) a liniei. Un cablu coaxial tipic are impedanţa caracteristică Z de 50 Ω. Valorile tipice ale impedanţei L şi capacităţii C sunt L=250 nh/m, C=100 pf/m De notat că (23) V = a ln(b/a) Em
1.3.3.2. Transmiterea puterii şi pierderile în cablu 1.3.3.3. Terminaţii de Cabluri şi Reflectări r I I L Z 0 V Z L V L Propagarea unei unde de la sarcina Z L pe un cablu având impedanţa caracteristică Z 0 Curentul şi tensiunea undei sunt I şi V r. Raportul " dintre aceste două mărimi este V (26)! I Căderea de tensiune pe sarcină V L este raportată la curentul de sarcină prin (27) V L / I L = Z L În mod cert conectarea sarcinii la linie reprezintă o egalizare a tensiunilor şi curenţilor. În practică curentul şi tensiunea sarcinii sunt identice cu curentul şi tensiunea liniei. Acest lucru poate fi realizat numai dacă există o a doua undă care se propagă de la sarcină. Să considerăm că această undă reflectată are o tensiune V şi un curent I (vezi Figura de mai jos ). "! I I I L Z 0 V V Z L V Reprezentarea undei reflectate de sarcină (unda reflectată are o tensiune V şi un curent I) De menţionat că dacă observatorul priveşte de-a lungul liniei către sarcina Z L, atunci impedanţa undei reflectate pare a fi -Z 0 Prezenţa undei reflectate permite tensiunilor şi curenţilor să fie egali pe sarcină. (28) V L = V+ r V s (29) I L = I + I În consecinţă Z L = V L / I L = ( V+ r V) s /( I + I ) = ( V+ r V) s /( V/ r Z 0 + V s / Z 0 ) obţinându-se (30) ( V+ r V s )/( V+ r V s ) = Z L / Z 0 Suntem interesaţi în determinarea mărimii undei reflectate în raport cu unda incidentă. Prin re-aranjarea ecuaţiei se obţine r (31) V/ V s = ( Z L - Z 0 ) / ( Z L + Z 0 ) = ρ unde a este coeficientul de reflectare (reflexie) a tensiunii, i.e.
(32) ρ V= r V s Mărimea tensiunii pe sarcină raportată la tensiunea incidentă este (33) V L = τ V r unde t este coeficientul de transmisie dat de relaţia (34) τ = V L / V= r ( V/ r V s r )/ V= 1 + ρ Exemple Utilizând ecuaţiile 31, 32, 33, 34 pentru o linie de transmisie de 50 Ω se obţin următoarele valori r s Rezistenţa sarcinii ρ τ V V V L 50 0 1 1 0 1 0-1 0 1-1 0 00 +1 2 1 1 2 100 +1/3 1 1/3 = 4/3 1 1/3 1 1/3 = 4/3 25-1/3 2/3 1-1/3 2/3 1.3.3.4. Reflectarea (reflexia) puterii Prezenţa undei reflectate implică faptul că nu toată energia incidentă asupra sarcinii este absorbită de sarcină. Puterea undei incidente este P (35) P = (V ) 2 / Z 0 iar puterea undei reflectate este P conform relaţiei (36) P = (V ) 2 / Z 0 De remarcat acum utilizarea impedanţei pozitive pentru unda reflectată. Astfel puterea undei reflectate relativă la puterea undei incidente este (37) P = r 2 P Rezultă că puterea disipată în interiorul sarcinii este P L dată de relaţia (38) P L = P - P i.e. (39) P L = ( 1 - r 2 ) P De notat că, oricare ar fi semnul lui r, valoarea lui r 2 este întotdeauna pozitivă. Sarcini Reactive Egalizarea Sarcinilor ratio undei staţionare Z 0 V V Z L Unda staţionară Pentru situaţia reprezentată în Figura de mai sus există atât unda incidentă cât şi unda reflectată. În orice punct de pe linie tensiunea totală este suma dintre r V şi V. Mărimea tensiunii totale este dependentă de faza relativă dintre r V şi V şi de mărimile relative ale tensiunilor r V şi V. Să notăm valoarea totală V T. Valoarea maximă a lui V T se obţine în punctul în care cele două unde sunt în fază şi deci se sumează (40) V T = r V + Valoarea minimă a lui V T se obţine în punctul în care cele două unde sunt în opoziţie de fază ( antifază ) şi deci se scad r s (41) V T = V V s V
Poziţiile în fază şi în antifază ale undelor incidentă şi reflectată se situează în diferite puncte aflate de-a lungul liniei de transmisie. Să considerăm cazul liniei care este scurtcircuitată la sfârşit, i.e. Z L. Coeficientul de reflexieeste -1 care indică faptul că la scurtcircuit unda reflectată este în antifază cu unda incidentă. Cele două unde dau valoarea zero tensiunii totale din punctul de scurtcircuit. Diagrama din Figura 3.1.13. reprezintă grafic fazele celor două unde în diferite poziţii punctule pe linia de transport faţă de punctul de scurt circuit. Faza pentru unda incidentă 1 80 0 1 80 0 distanţ a 3 λ /2 λ λ /2 0 scurt circuit 0 1 80 0 1 80 Faza pentru unda reflectată Diagrama care reprezintă fazele celor două unde în diferite poziţii punctule pe linia de transport faţă de punctul de scurt circuit Pentru a evita confuziile au fost reprezentate numai fazele pentru multiplii întregi ( n ) ai semiundelor. Se poate observa că pentru fiecare caz unda incidentă şi unda reflectată sunt în antifază. Tensiunea totală în aceste puncte este zero, adică pentru distanţe de 2nl/4. În punctele intermediare tensiunea totală este diferită de zero, iar în punctele situate la distanţe de (2n + 1)(l/4) cele două unde sunt sinfazice şi se obţine o tensiune maximă. Reprezentarea grafică a tensiunii totale în funcţie de distanţa faţă de punctul de scurtcircuit este dată de Figura următoare Scurt-Circuit Reprezentarea grafică a tensiunii totale în funcţie de distanţa faţă de punctul de scurtcircuit Tensiunea (în punctele nodale, sau puncte de semiundă) pentru punctele situate la distanţe de 2nl/4 faţă de punctul de scurtcircuit, V n, este întotdeauna zero V n = 0. Tensiunea în punctele antinodale, V m, este (42) V m = ( r V + V ) sin(2pft) = 2 r V sin(2pft) i.e. tensiunea oscilează cu frecvenţa f, având o amplitudine egală cu dublul amplitudinii undei incidente. (43) VSWR = ( r V+ V ) / ( r V- V ) =... VSWR =... = [ r V (1 + p )] / [ r V (1 - p )] =... VSWR =... = (1 + p )] / (1 - p ) 4. Măsurători şi Sisteme de măsură 4.1. Comentarii generale 4.2. Mecanismele de producere a zgomotului Zgomotul intern are trei componente principale :
(a) zgomot termic sau de tip Johnson ; (b) zgomot de tip explozie ; şi (c) zgomot de tip 1/f sau de tip flicker, datorat supratensiunilor de scurtă durată. Zgomotul termic se datorează agitaţia termică a electronilor din materialul rezistiv. Puterea maximă a zgomotului termic, P, disipată pe o rezistenţă, R, este dată de relaţia (44) P = k.t.b watt unde k este constanta lui Boltzmann şi are valoarea de 1,38 x 10-23 Joul / grad Kelvin, T este temperatura absolută a rezistenţei exprimată în grade Kelvin, iar B este dimensiunea benzii în Hertz. Pentru o anumită temperatură, zgomotul termic este direct proporţional cu lăţimea benzii. [semnalul dorit]/[zgomot nedorit] SNR int rare (45) F = SNR ieşire 4.3. Neliniarităţile Ieşire liniar neliniar Intrare Caracteristici de transfer liniare şi neliniare Caracteristicile de transfer liniară şi neliniară (46) y = A + B.x + C.x 2 + D.x 3 +... Nivel de Ieşire a) neliniaritate slabă (puţini termeni) b) neliniaritate puternică ( mulţi termeni ) Nivel de Intrare Funcţii de transfer pentru neliniarităţi : a) slabe şi b) puternice Funcţiile de transfer pentru (a) neliniaritate slabă şi (b) neliniaritate puternică 4.4. Efectele neliniarităţilor
x = [ A 1 cos ω 1 t + A 2 cos ω 2 t ] Sistem neliniar ieşire y = B x 2 Sistem neliniar simplu (47) y = B x 2 Poziţionarea Produselor de Intermodulaţie şi Armonicilor de ordin impar Nivelele produselor de ordinele 3 şi 4 5. Sisteme de recepţie / măsurare 5.1. Imperfecţiunile sistemelor de recepţie şi măsurare
Atenuator RF Selectivitate de Intrare Mixer Amplificator de ÎF Detector Oscilator Local Amplificator Audio / Video Generator de Şoc Ieşire Schema de principiu (Diagrama) a sistemului de măsurare şi recepţie Intrare ω 1 ω 2 Mixer Amplificator de ÎF Lăţimea benzii ω ω ÎF ( ω 1 - ω 2 ) Oscilator Local Schema de principiu a receptorului de tip superheterodină (51) ω ÎF [ ω 1 + ω 2 ] 5.1.1. Intermodularea (Intermodulaţia) Ilustrarea punctului de interceptare de ordinul trei (3) 5.1.2. Modulaţia încrucişată
Mecanismul modulaţiei încrucişate Tipul Produsului Frecvenţa Coeficientul Armonica a 2-a ω n + ω n k2 2 an 2 Termeni de c.c. m ω n - ω n k2 2 an 2 n = 1 Termeni Sumă şi Diferenţă ω m ± ω n k 2 anam Armonica a 3-a directă ω n + ω n + ω n k2 n 3 4 a Produsele (2.A ± B) ω m + ω m ± ω n 3k 3 2 a a 4 Produsele (A ± B ± C) ω m ± ω n ± ω p 6k 3 am an a 4 Fundamentalele de ordinul al 3- lea ω n + ω n - ω n Fundamentalele produse de ω n + ω m - ω n produse - încrucişate 5.1.3. Desensibilizarea ( distrugerea senzitivităţii ) 6 k 4 3 k 4 3 2 m a n 3 n M p a 1 a m = 2 2 m Mecanismul producerii desensibilizării 5.1.4. Mixajul reciproc
Mecanismul producerii mixajului biunivoc (reciproc) 6. Analiză spectrală 6.1. Analiza spectrelor în timp real sau analiza paralelă 1 Intrare 2 Amplitudinea f(t) i n 1 2 3 4...n Vizualizare pe Ecran f BPF Detecţie & Calculează valorile medii Schema bloc a analizorului spectral de tip paralel 6.2. Analiza spectrală digitală Schema bloc a analizorului de spectru de tip digital 6.3. Analiza spectrului swept?? sincronizat ( swept-tuned ) sau analiza serială
Schema bloc a analizorului spectral de tip serial Schema bloc a analizorului spectral de tip superhet swept-tuned 6.3.1.Domeniul frecvenţelor Extinderea domeniului de frecvenţe pentru Analizorul de Spectru clasic 6.3.2. Lărgimea benzii cu rezoluţie minimă Efectele benzilor de Înaltă Frecvenţă asupra Rezoluţiei Spectrale
6.3.3. Efectele zgomotului şi distorsiunilor Efectul zgomotului de ÎF amplificat asupra ieşirii SNR Efectele Produse de Intermodulaţia Generată de Mixer Determinarea nivelului optim pentru Puterea la Intrare 6.3.4. Efectele mărimii domeniului de scanare ( inspectare, scrutinizare )
Efectele ordinului de mărime al ratei de scanare caracteristic Analizorului de Spectru 7. Detectarea maximului aparent (amplitudinii) 7.1. Introducere Diagrama bloc a Analizorului de Spectru 7.2. Detectarea amplitudinii Detectarea Vârfului Formă Arbitrară de Undă Timp
Operaţia de detectare a Amplitudinii 7.3. Detectarea standard obişnuită ( acceptabilă ) Detectarea obişnuită (medie) este realizată cu ajutorul unui filtru video ataşat analizorului de spectru. (63) Lăţimea Benzii Video < Lăţimea benzii de ÎF Detecţia valorii medii ( efective, eficace ) 7.4. Detecţia RMS 7.5. Detectarea maximului aparent ( amplitudinii ) Sursele de Pericol Nivelul Semnalului Componentele "periculoase" Lăţimea de bandă a Impulsului (khz) Cât de des semnalul occurs Constanta de Timp (ms) Ordinul de mărime al Frecvenţei (MHz) Încărcare Descărcare 0,2 45 100 0,01 -- 0,15 9 1 160 0,15 -- 30,0 120 1 550 30,00 -- 1000 Tabelul 3.1.2.
8. Măsurători şi Sisteme de măsură 8.1. Limitările fundamentale ale tehnicilor de măsurare Exemplu de măsurare a frecvenţei 8.1.1. Lăţimea benzii
Efectul măsurării lăţimii de bandă 8.1.2. Timpul 8.1.3. SNR Interacţiunea dintre lăţimea benzii şi SNR în cazul unui proces de măsurare